除了整流器電路和逆變器電路外，主要的UPS電路還包括功率因數(shù)校正電路、轉(zhuǎn)換開關(guān)、保護電路、輔助電源和電池充電電路。本章重點介紹功率因數(shù)校正電路、轉(zhuǎn)換開關(guān)、保護電路和輔助電源，電池充電電路將在下一章中詳細介紹。

 

功率因數(shù)校正電路

在電工原理中，線性電路的功率因數(shù)PF（功率因數(shù)）通常定義為cosφ，φ是正弦電壓和正弦電流之間的相位角差。然而，由于整流器器件的非線性和電容器的存儲，即使輸入電壓是正弦的，也會發(fā)生電流失真。此時，功率因數(shù)定義為：

PF=有功功率/視在功率

在上述公式中，有功功率通常等于平均瞬時功率，功率定義為電壓有效值和電流有效值的乘積。

在整流電路中，省略了諧波電流的二次效應(yīng)，可以將輸入電壓視為正弦，將輸入電流視為非正弦，其中電流的有效值為：

 

 

其中，Irms（n）是NTH諧波的有效值。

設(shè)基本電流滯后于輸入電壓的角度為0，則電路的PF為

 

 

式中，Kd=Irms（L）/Irms，Kd稱為電流波形失真因子；Kθ=cosθ，Kθ稱為相移因子，即功率因子是電流波形失真因子和相移因子的乘積。

總頻譜波失真（THD）定義為

 

 

電流波形失真因子Kd和THD之間的關(guān)系如下

 

功率因數(shù)校正方法

功率因數(shù)校正方法有兩種：無源功率因數(shù)校正和有源功率因數(shù)校正。

無源功率因數(shù)校正電路是利用電感、電容等元件的濾波器，對輸入電流波形進行相移和整形，使用這種方法可以使功率因數(shù)提高到0.9以上，其優(yōu)點是電路簡單，成本低；缺點是電路尺寸大，可能在某些頻率點引起諧振并損壞電氣設(shè)備。無源功率因數(shù)校正電路主要適用于低功率應(yīng)用。

有源功率因數(shù)校正電路是在整流器和濾波電容器之間添加DC/DC開關(guān)轉(zhuǎn)換器。其主要思想是：選擇輸入電壓的參考信號、輸入電流的跟蹤參考信號、低頻分量的輸入電流和輸入電壓近似相同的頻率和相位的波形，以提高功率因數(shù)和諧波，同時采用電壓反饋，使輸出電壓近似平滑的直流輸出電壓。

有源功率因數(shù)校正的主要優(yōu)點是：可以獲得高功率因數(shù)，如0.97~0.99，甚至接近1；低總諧波失真（THD），可在較寬的輸入電壓范圍內(nèi)工作（如90~264V，AC）；體積小，重量輕，輸出電壓也保持恒定。

 

無源功率因數(shù)校正

無源功率因數(shù)校正有兩種基本方法，即在整流器和濾波電容器之間連接無源電感器L，并使用電容器和二極管網(wǎng)絡(luò)形成填谷無源校正。

如圖5-1（a）所示，無源電感L將整流器與直流電容C分離，因此整流器和電感L之間的電壓可以隨著輸入電壓的變化而變化，整流二極管的導通角增加，從而改善了輸入電流波形。

填谷無源校正的基本思想是使用兩個串聯(lián)電容器作為濾波電容器，并選擇幾個二極管，使兩個直流電容器可以串聯(lián)充電和并聯(lián)放電，從而增加二極管導通角，提高輸入側(cè)功率因數(shù)。其電路如圖5-1（b）所示。其基本原理如下：當瞬時輸入電壓上升到超過1/2峰值，即高于直流濾波電容器Cd1和Cd2上的直流電壓時，二極管VD3導通，VD1和VD2由于反向偏置而截止，兩個直流濾波電容Cd1和Cd2處于串聯(lián)充電狀態(tài)。

當瞬時輸入電壓降低到低于1/2峰值時，即，低于DC濾波電容器Cd1和Cd2上的DC電壓時，二極管VD3截止，VD1和VD2導通，并且兩個直流濾波電容器Cd1和Cd2處于并聯(lián)放電狀態(tài)。直流濾波電容器Cd1和Cd2充放電的臨界點在輸入電壓的1/2峰值，arcsin（1/2）=30°，因此理論上整流二極管的導通角不小于180°-30°2=120°，這明顯高于使用直流濾波電容時的導通角度。

 

有功功率因數(shù)校正

① 有源功率因數(shù)校正的主電路結(jié)構(gòu)。

有源功率因數(shù)校正電路的主電路通常采用DC/DC下變頻器，其中輸出Boost變頻器具有電感電流連續(xù)的特性，儲能電感也可以用作濾波電感來抑制EMI噪聲。此外，它還具有電流失真小、輸出功率大、驅(qū)動電路簡單等優(yōu)點，因此得到了廣泛的應(yīng)用。除了Boost輸出轉(zhuǎn)換器外，buck-Boost、Flyback和Cuk轉(zhuǎn)換器也可以用作有源功率校正的主電路。

② 有功功率因數(shù)校正的控制方法。

有源功率因數(shù)校正技術(shù)的思想是控制整流后的電流，使其與濾波電容充電前整流后的電壓波形相同，從而避免電流脈沖的形成，達到提高功率因數(shù)的目的。圖5-2顯示了有源功率因數(shù)校正電路的原理。主電路采用全波整流器，實現(xiàn)交流/直流轉(zhuǎn)換，電壓波形不失真。

在濾波電容器C之前是用于實現(xiàn)升壓型DC/DC轉(zhuǎn)換的升壓轉(zhuǎn)換器。從控制回路的角度來看，它由電壓外環(huán)和電流內(nèi)環(huán)組成。在操作期間，升壓電感器L1中的電流被連續(xù)監(jiān)測和調(diào)整，以遵循整流后的正弦半波電壓波形。

整流器的輸出電壓uD和升壓轉(zhuǎn)換器的輸出電容電壓uC與給定電壓uC*之間的差用作乘法器的輸入以形成電壓外環(huán)，并且乘法器的輸出是電流環(huán)的給定電流Is*。

將升壓轉(zhuǎn)換器的輸出電容器電壓uCof與給定電壓Uc*進行比較的目的是判斷輸出電壓是否與給定電壓相同。如果沒有，調(diào)節(jié)器可以將其調(diào)整為與給定電壓相同。調(diào)節(jié)器（圖中的運算放大器）的輸出是一個直流值，這是電壓回路的作用。整流器的輸出電壓ud顯然是正弦半波電壓波形，當乘以調(diào)節(jié)器的結(jié)果時沒有變化，因此它顯然也是正弦半波波形，并且與ud同相。

 

將乘法器的輸出作為電流回路的給定信號Is＊確保受控電感電流iL Is與電壓波形UD一致。Is*Is的幅度與輸出電壓uC和給定電壓uC*之間的差有關(guān)，也與UD的幅度有關(guān)。L1 iF和Is*中的電流檢測信號形成電流回路，產(chǎn)生PWM信號，即開關(guān)V的驅(qū)動信號。V導通，電感電流增加iL。當iL Is增加到等于電流Is*時，V截止，二極管導通，電源和L1釋放能量，對電容器C充電，同時向負載供電，這就是當前循環(huán)的作用。

根據(jù)直流變換器的升壓（Boost）工作原理，升壓電感L1中的電流是連續(xù)和不連續(xù)的工作模式，因此可以在電流回路中獲得開關(guān)V驅(qū)動器產(chǎn)生的PWM信號，有兩種方式：一種是電感電流臨界連續(xù)控制方式，另一種是感應(yīng)電流連續(xù)控制方式。圖5-3顯示了兩種控制模式下的電壓和電流波形。

如圖5-3（a）所示，當開關(guān)V截止時，電感電流iL剛好降至零：當開關(guān)接通時，iL開始從零逐漸上升；峰值iL恰好等于給定的電流值Is*。也就是說，當開關(guān)V接通時，電感電流從零上升；當開關(guān)關(guān)斷時，電感電流從峰值降至零。電感iL的峰值包絡(luò)是Is*。

因此，這種電流臨界連續(xù)控制模式也稱為峰值電流控制模式。圖5-3（b）控制給定電流Is＊曲線上的電感電流iL，高頻虛線近似于正弦曲線。因此，這種Is電流滯后控制，Is*反映了平均電流，因此這種連續(xù)電流控制模式被稱為平均電流控制模式。在電感電流iL被C1和RF濾波之后，獲得具有與輸入電壓相同的符合率的基本電流II。

在相同的輸出功率下，由峰值電流控制的開關(guān)管的電流容量是原來的兩倍。平均電流控制，在正弦半波內(nèi)，電感電流小于零，在每次DC/DC開關(guān)導通之前，電感L1和二極管VD都是電流，在斷開的瞬間，因此開關(guān)的電流和二極管反向恢復VD中的電流在L1到V的開關(guān)器件和二極管的直流轉(zhuǎn)換電路中形成“殺手”壽命，選擇部件時應(yīng)特別小心。并且峰值電流控制不具有這個缺點，只要檢測電感電流下降的變化率，當電流過零時會允許開關(guān)斷開，并且峰值電流用限流電阻檢測可以達到當天，所以便宜可靠，適合小功率場合。

 

典型功率因數(shù)校正電路

在供電系統(tǒng)中，平均電流控制模式被廣泛使用，它具有穩(wěn)定性好、失真小的優(yōu)點，其最大應(yīng)用功率可達6kW，下面介紹典型的控制器UC3854及其應(yīng)用。

UC3854是一種用于有源功率因數(shù)校正的專用控制電路。它可以完成升壓轉(zhuǎn)換器功率因數(shù)校正所需的所有控制功能，使功率因數(shù)達到0.99以上，輸入電流波形失真小于5%?？刂破鞑捎闷骄娏餍涂刂?，控制精度高，開關(guān)噪聲低。

使用UC3854功率因數(shù)校正電路后，不僅可以校正功率因數(shù)，而且可以保持輸出電壓穩(wěn)定（當輸入電壓在80到260V之間變化時），因此它也可以用作交流/直流電壓調(diào)節(jié)器。UC384采用推挽輸出級，其輸出電流可達1A以上，因此輸出的固定PWM脈沖可以驅(qū)動大功率MOSFET。

 

UC3854的內(nèi)部框圖及其組成

圖5-4顯示了UC3854的內(nèi)部框圖。

① 欠壓閉鎖比較器（UVLC）。

當電源電壓Vcc高于16V時，建立參考電壓，振蕩器開始振蕩，并且輸出級輸出PWM脈沖。當電源電壓Vcc低于10V時，參考電壓被中斷，振蕩器停止振蕩，并且輸出級被阻斷。

② 啟用比較器（EC）。

使能引腳（引腳10）輸出電壓高于2.5V，輸出級輸出驅(qū)動脈沖；當使能引腳的輸出電壓低于2.25V時，輸出級關(guān)閉。

UVLC比較器和EC比較器的輸出分別連接到柵極的輸入端。只有當兩個比較器都輸出高電壓時，才能建立參考電壓，并且器件輸出脈沖。

③ 電壓誤差放大器（VEA）。

功率因數(shù)校正電路的輸出電壓在通過電阻器分壓器電路之后被施加到電壓誤差放大器（VEA）的反向輸入。輸出電壓和7.5V參考電壓之間的差值被放大并加到乘法器（A）的一個輸入端。

④ 乘數(shù)（MUL）。

除了誤差電壓之外，乘法器輸入信號還具有與整流AC電壓成比例的電流IAC（B端子）和前饋電壓VRMS（C端子）。

⑤ 電流誤差放大器（CEA）。

乘法器輸出的參考電流IMO在電阻器RMO的兩端產(chǎn)生參考電壓。在減去檢測電阻RS兩端的電壓降和RMO兩端的電壓后，產(chǎn)生電流采樣信號并將其加到電流誤差放大器的輸入端。誤差信號由電流誤差放大器（CEA）放大，然后加到PWM比較器的輸入端，通過與振蕩器的鋸齒波電壓比較來調(diào)整輸出脈沖的寬度。

⑥ 振蕩器（OSC）。

振蕩器的振蕩頻率由引腳14的外部電容CT和引腳12的外部電阻RSET決定。振蕩器只有在基準電壓建立之后才開始振蕩。

⑦ PWM比較器（PWMCOMP）

電流誤差放大器（CEA）輸出信號與振蕩器鋸齒波電壓比較后，產(chǎn)生脈寬調(diào)制信號，該信號被加到觸發(fā)器（FIIPFLOP）上。

⑧ 觸發(fā)器、振蕩器（OSC）和PWM比較器（PWMCOMP）

輸出信號分別加到FLIP FLOP R、S端，控制觸發(fā)器的輸出脈沖，脈沖經(jīng)過門電路和推拉輸出級，驅(qū)動外部功率MOSFET。

⑨ 參考電源（REF）。

參考電壓REF由欠壓阻斷比較器（UVLC）和使能比較器（EC）控制。當兩個比較器都輸出高電壓時，引腳9可以輸出7.5V的參考電壓。

⑩ 峰值電流限制比較器（LMT）。

電流采樣信號被加到比較器的輸入端。當輸出電流達到一定值時，比較器通過觸發(fā)器關(guān)閉輸出脈沖。

? 軟啟動電路（SS）。

建立參考電壓后，向引腳SS（引腳13）的外部電容器CSS施加14μA電流。在充電開始時，引腳13的電壓為零，連接在引腳13中的隔離二極管導通，電壓誤差放大器（VEA）的參考電壓為0，UC3854沒有輸出脈沖。當CCS充滿電時，隔離二極管關(guān)閉，軟啟動電容器與電壓誤差放大器隔離，軟啟動過程完成。

UC3854通常輸出脈沖。當發(fā)生欠壓封鎖或使能關(guān)閉時，門的輸出信號不僅關(guān)閉輸出，而且使CSS兩端的內(nèi)部晶體管導通，從而使CSS放電，以確保CSS在下一次啟動時從零充電。

 

引腳排列和功能

UC3854可以封裝為多種格式，如DIL-16、SOIC-16、PLCC-20和LCC-20。然而，DliL1是常用的。圖5-5顯示了這種格式的引腳排列。

① GND（引腳1）接地端子：測試所有電壓的參考點。振蕩器的定時電容器的放電電流也通過該引腳返回。因此，定時電容器到引腳的距離應(yīng)該盡可能短。

② （引腳2）峰值限流端：峰值限流閾值為0V，引腳應(yīng)連接到電流采樣電阻的負電壓。電阻器應(yīng)連接在該引腳和參考電壓引腳VREF（引腳9）之間，以便電流采樣電壓上升到地電位。

③ CA-Out（引腳3）電流放大器輸入：引腳是電壓誤差放大器的輸出，用于檢測和放大電網(wǎng)輸入電流，控制脈寬調(diào)制器，并強制校正電網(wǎng)輸入電流。

④ ISENSE（引腳4）電流采樣電壓負極：引腳為電流放大器反相端。

⑤ 多路輸出（引腳5）模擬乘法器輸出端和電流采樣電壓正極：模擬乘法器的輸出直接連接到電流放大器的同相輸入端。

⑥ IAC（引腳6）輸入交流電流采樣信號：IAC從引腳添加到模擬乘法器。

⑦ VA輸出（引腳7）電壓放大器輸出：引腳電壓可以調(diào)節(jié)輸出電壓。

VRMS（引腳8）RMS電壓輸入端：整流橋輸出電壓分壓加到引腳上，為了實現(xiàn)最佳控制，引腳電壓應(yīng)在1.5～3.5V之間。

⑨ VREF（引腳9）參考電壓輸出端：該引腳輸出7.5V的參考電壓，最大輸出電流為10mA，可內(nèi)部限流。當VCC為低或使能引腳ENA為低時，引腳電壓為零，應(yīng)將容量為0.1μF的電容器接地。

⑩ ENA（引腳10）啟用控制：輸出UC3854 PWM驅(qū)動電壓的邏輯控制信號的輸入。該信號還控制參考電壓、振蕩器和軟啟動電路。當不需要控制時，引腳應(yīng)連接到5V電源或通過100KΩ電阻器連接到VCC引腳。

? 電壓放大器的反相輸入（引腳11）：功率因數(shù)校正電路的輸出電壓在分壓器之后施加到該引腳。還應(yīng)在引腳和電壓放大器的輸出端（引腳7）之間添加RC補償網(wǎng)絡(luò)。

? RSET（引腳12）振蕩器定時電容器充電電流和乘法器最大輸出電流設(shè)置電阻器的接入端。引腳和接地之間連接有一個電阻，用于設(shè)置定時電容器的充電電流和乘法器的最大輸出電流。乘法器的最大輸出電流為3.75V/RSET。

? SS（引腳13）軟啟動：當UC3854停止工作或VCC過低時，該引腳電壓為零。開始工作后，14μA電流外部電容器充電，引腳電壓逐漸增加到7.5V，PWM脈沖占空比逐漸增加，輸出電壓逐漸增加。

? 定時電容接入端：定時電容CT連接在引腳和地之間，通過按下公式可以設(shè)置振蕩器的工作頻率。

? VCC（導線箱15）正電源電壓；為了確保正常工作，胸部電壓應(yīng)高于17V。為了吸收外部MOSFET柵極電容器充電時產(chǎn)生的電流峰值，應(yīng)在引腳和接地之間連接一個旁路電容器。

? 柵極驅(qū)動電壓輸出：該引腳輸出電壓驅(qū)動外部MOSFET功率管。引腳內(nèi)部連接有箝位電路，該箝位電路可以將輸出脈沖幅度箝位在15。因此，當設(shè)備仍能正常工作時。在實踐中，大于5ω的引腳應(yīng)連接到MOSFET的柵極

電阻，以免驅(qū)動電容負載，出現(xiàn)電流過沖現(xiàn)象。

 

實際應(yīng)用電路

圖5-6顯示了由UC3854組成的250W功率因數(shù)校正電路。電路的輸入電壓范圍為85~265V，功率因數(shù)可達0.99以上。

電路的基本組成。該電路基于UC3854控制電路和升壓轉(zhuǎn)換器電路。升壓轉(zhuǎn)換器電路由1mH升壓電感器、功率MOSFET（APT5052）、隔離二極管（UHV806）和450μF濾波電容器組成。升壓電感器在電流連續(xù)狀態(tài)下工作。在這種工作狀態(tài)下，脈沖占空比由輸入電壓與輸出電壓的比值決定，并且輸入電流的紋波非常小，因此電網(wǎng)噪聲相對較低。此外，升壓轉(zhuǎn)換器的輸出電壓必須高于電網(wǎng)的峰值輸出電壓。

控制電路由UC3854及其外部部件組成。引腳GT-Drv輸出PWM脈沖被添加到功率皮革MOSFET的柵極。脈沖驅(qū)動的占空比由以下四個輸入信號同時控制：

Vsense（引腳11）：直接輸入電壓采樣信號。

IAC（引腳6）：柵極電壓整形采樣信號。

IENSE/Mult-Out（引腳4/引腳5）：電網(wǎng)電流采樣信號。

VRMS（引腳8）：網(wǎng)絡(luò)電壓RM的采樣信號。

② 保護輸入的設(shè)計

Ena（使能）：只有在引腳電壓達到2.5V后，才能建立參考電壓和驅(qū)動電壓（GT Drv）。只有在接通電源并經(jīng)過一定延遲后，才能輸出驅(qū)動信號。如果不使用此功能，則引腳應(yīng)通過100KΩ電阻連接到VCC引腳。

B.SS（軟啟動）：引腳電壓可以降低電壓誤差放大器的參考電壓，以便在功率因數(shù)校準下調(diào)整電路的直流輸出電壓。該引腳可以輸出14μA的電流，并為0.01μF的軟啟動電容器充電，使電容器兩端的電壓從0V增加到7.5V。

PECLMT（峰值電流限制）：此引腳輸入信號限制功率MOSFET的最大電流。當0.25ω電流采樣電阻器兩端電壓為（7.sv2kω）/10kω=1.5V時，最大電流為6A（6a0.25ω=1.5V），引腳PK LMT電壓為0V，輸出電流大于6A。電流限制開始。為了濾除高頻噪聲，應(yīng)在引腳和接地之間連接一個470pF的旁路電容器。

③ 控制輸入的設(shè)

VSENSE（輸出直流電壓采樣）：VSENSE輸入閾值電壓為7.5V，輸入偏置電流為50μA，輸出壓電電阻應(yīng)確保引腳輸入電壓不高于7.5V，例如：

圖5-6中的180KΩ電阻器和47nF電容器構(gòu)成了電壓放大器補償網(wǎng)絡(luò)。

IAC（電網(wǎng)電壓波形采樣信號）：為了使強制電網(wǎng)輸入電流的波形與輸入電壓的波形相同，必須將電網(wǎng)電壓波形取樣信號加到IAC引腳。信號（IAC）在乘法器中與電壓誤差放大器的輸出信號相乘，以產(chǎn)生電流控制回路的參考電流信號。

當電網(wǎng)輸入電壓過零時，管腳IAC的電流為零，當電網(wǎng)輸入壓力達到峰值時，管腳怠速控制的電流應(yīng)為400μA，因此RAC可計算如下：

 

導線IAC和參考電壓（UREF）導線之間的電阻RREF應(yīng)為：

ISENSE/Mult-Out（電網(wǎng)輸入電流采樣）：0.25Ω電流采樣電阻器兩端的電壓降施加在引腳4和5（電流放大器的兩個輸入）之間。620pF和24KΩ電阻器構(gòu)成了電流放大器的補償網(wǎng)絡(luò)。電流放大器具有非常寬的帶寬，因此網(wǎng)絡(luò)電流可以隨著電壓的變化而變化。

VRMS（網(wǎng)絡(luò)電壓RMS的采樣）：該電路的交流輸入電壓可以在85到260V之間變化。采用網(wǎng)絡(luò)電壓均方根前饋電路，以確保輸入電壓變化時（假設(shè)負載功率不變）輸入功率不變。因此，在乘法器中，網(wǎng)絡(luò)電流必須除以網(wǎng)絡(luò)電壓RMS的平方。施加到引腳8（VRMS）的電壓與整流后的電網(wǎng)電壓的平均值成比例（也與RMS成比例）。電壓在芯片內(nèi)部被平方，作為乘法器的除數(shù)。乘法器IMO（引腳5）的輸出電流與引腳6的輸入電流IAC和引腳7的電壓放大器輸出的電壓成比例，與引腳8的VRMS電壓的平方成反比，即

④ PWM頻率的設(shè)置。在該電路中，振蕩器以100kHz的頻率工作，該頻率由引腳14的外部電容CT和引腳12的外部電阻RSET決定。設(shè)計電路時，應(yīng)首先確定RSET，因為該電阻值會影響乘法器的最大輸出電流IMULT（Max）：

 

當RSET為15KΩ電阻器時

當一個4KΩ電阻器連接在乘法器的輸出端（引腳5）和0.25Ω采樣電阻器之間時，電流采樣電阻器中的最大電流為：

在確定RSET之后，可以根據(jù)所需的開關(guān)頻率F來計算定時電容器CT的容量。

 

 

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